Categories: Articles destacats » Electrònica pràctica
Nombre de visualitzacions: 368329
Comentaris sobre l'article: 5
Esquemes de convertidors de freqüència amateur
Un dels primers circuits convertidors per alimentar un motor trifàsic va ser publicat a la revista Radio 11 de 1999. El desenvolupador de l’esquema M. Mukhin era aleshores estudiant de 10è grau i es dedicava a un cercle de ràdio.
El convertidor estava pensat per alimentar el motor trifàsic en miniatura DID-5TA, que s'utilitzava a la màquina per a perforar plaques de circuit imprès. Cal destacar que la freqüència de funcionament d’aquest motor és de 400Hz i la tensió d’alimentació és de 27V. A més, es va treure el punt mitjà del motor (en connectar els enrotllaments amb una “estrella”), cosa que va permetre simplificar extremadament el circuit: només es necessitaven tres senyals de sortida i cada fase requeria només una tecla de sortida. El circuit generador es mostra a la figura 1.
Com es pot veure al diagrama, el convertidor consta de tres parts: un generador de generació de pols de seqüència trifàsica en microcircuits DD1 ... DD3, tres claus en transistors compostos (VT1 ... VT6) i el motor elèctric M1 en si.
La figura 2 mostra els esquemes de sincronització dels polsos generats pel generador generador. L'oscil·lador mestre està fabricat al xip DD1. Mitjançant la resistència R2, podeu definir la velocitat del motor desitjada, i també canviar-la dins d’uns límits determinats. Podeu trobar informació més detallada sobre el circuit al registre anterior. Cal destacar que, segons la terminologia moderna, aquests generadors s’anomenen controladors.
Figura 1
Figura 2. Esquemes de temporització dels impulsos del generador.
Basat en el controlador A. Dubrovski de la ciutat de Novopolotsk, regió de Vitebsk. Es va desenvolupar el disseny d'un variador de freqüència variable per a un motor alimentat a 220V CA. El diagrama del circuit va ser publicat a la revista Radio 2001. Número 4.
En aquest esquema, pràcticament sense canvis, s’utilitza el controlador recent revisat segons l’esquema de M. Mukhin. Els senyals de sortida dels elements DD3.2, DD3.3 i DD3.4 s’utilitzen per controlar les claus de sortida A1, A2 i A3, a les quals està connectat el motor elèctric. El diagrama mostra la clau A1, la resta són idèntics. A la figura 3 es mostra un esquema complet del dispositiu.
Figura 3
Connexió del motor a la sortida d’un inversor trifàsic
Per familiaritzar-vos amb la connexió del motor a les claus de sortida, val la pena considerar un diagrama simplificat que es mostra a la figura 4.
Figura 4
La figura mostra el motor M, controlat per les tecles V1 ... V6. Elements semiconductors per simplificar el circuit mostrat en forma de contactes mecànics. El motor elèctric funciona amb una tensió constant de tensió Ud obtinguda del rectificador (no es mostra a la figura). En aquest cas, les tecles V1, V3, V5 s’anomenen superior, i les tecles V2, V4, V6 inferiors.
És obvi que l’obertura de les tecles superiors i inferiors alhora, és a dir, amb els parells V1 i V6, V3 i V6, V5 i V2, és completament inacceptable: es produirà un curtcircuit. Per tant, per al funcionament normal d’un esquema de claus d’aquest tipus, és imprescindible que quan s’obri la tecla inferior, la clau superior ja estigui tancada. Per a això, els controladors formen una pausa, sovint denominada "zona morta".
La magnitud d'aquesta pausa és tal per garantir un tancament garantit dels transistors de potència. Si aquesta pausa és insuficient, és possible obrir breument les tecles superiors i inferiors alhora. Això fa que els transistors de sortida s’escalfin, sovint donant lloc a la seva fallada. Aquesta situació s’anomena a través de corrents.
Tornem al circuit mostrat a la figura 3. En aquest cas, els interruptors superiors són transistors 1VT3, i els inferiors 1VT6. És fàcil veure que les claus inferiors estan connectades galvanicament al dispositiu de control i entre elles.Per tant, el senyal de control de la sortida 3 de l’element DD3.2 a través de les resistències 1R1 i 1R3 s’alimenten directament a la base del transistor compost 1VT4 ... 1VT5. Aquest transistor compost no és més que un controlador de clau inferior. Exactament també a partir dels elements DD3, DD4, es controlen els transistors compostos del controlador de clau inferior dels canals A2 i A3. Els tres canals funcionen amb el mateix rectificador. al pont del díode VD2.
Les claus superiors de la comunicació galvànica amb un cable comú i un dispositiu de control no han de controlar, a més del conductor, un transistor compost 1VT1 ... 1VT2, calia instal·lar un optocoupler 1U1 a cada canal. El transistor d’optoupler de sortida d’aquest circuit també realitza la funció d’un inversor addicional: quan la sortida 3 de l’element DD3.2 és d’un nivell alt, el transistor del commutador superior 1VT3 està obert.
S'utilitza un rectificador separat 1VD1, 1C1 per alimentar cada controlador de tecla superior. Cada rectificador funciona amb un enrotllament individual del transformador, que es pot considerar com un inconvenient del circuit.
El condensador 1C2 proporciona un retard de commutació clau d’uns 100 microsegons, l’optopplicador 1U1 dóna la mateixa quantitat, formant així l’esmentada "zona morta".
És suficient la regulació de freqüència?
Amb una disminució de la freqüència de la tensió alterna de subministrament, la resistència inductiva dels enrotllaments del motor baixa (només cal recordar la fórmula de resistència inductiva), que condueix a un augment del corrent a través dels bobinats i, en conseqüència, a un sobreescalfament dels enrotllaments. A més, el circuit magnètic de l'estator està saturat. Per evitar aquestes conseqüències negatives, quan la freqüència disminueix, també s’ha de reduir el valor efectiu de la tensió sobre els bobinats del motor.
Una forma de resoldre el problema en els chastotniks amateurs es va proposar regular aquest valor més efectiu amb l'ajut de LATR, el contacte mòbil del qual tenia una connexió mecànica amb una resistència variable del regulador de freqüència. S. Kalugin, "Finalització del controlador de velocitat de motors asíncrons trifàsics", va recomanar aquest mètode a l'article. Journal of Radio 2002, núm. 3, pàg. 31.
En condicions amateur, el muntatge mecànic va resultar ser complex i, el més important, poc fiable. E. Muradkhanian, de Ereván, a la revista Radio 12, 2004, va proposar una forma més simple i fiable d’utilitzar un autotransformador. A les figures 5 i 6 es mostra un esquema d’aquest dispositiu.
La tensió de corrent de 220V es subministra a l’autotransformador T1, i des del seu contacte mòbil fins al pont rectificador VD1 amb un filtre C1, L1, C2. A la sortida del filtre s’obté un Ureg de tensió constant variable que s’utilitza per alimentar el motor en si.
Figura 5
La tensió Ureg a través de la resistència R1 també es subministra a l'oscil·lador mestre DA1, realitzat al xip KR1006VI1 (versió importada NE555) Com a resultat d'aquesta connexió, un generador convencional d'ona quadrada es converteix en un VCO (generador controlat per tensió). Per tant, amb un augment de la tensió Ureg, també augmenta la freqüència del generador DA1, la qual cosa comporta un augment de la velocitat del motor. Amb una disminució de la tensió Ureg, la freqüència de l'oscil·lador principal també disminueix proporcionalment, cosa que evita el sobreescalfament dels bobinats i la supersaturació del circuit magnètic de l'estator.
Figura 6
Al mateix article de la revista, l’autor ofereix una variant de l’oscil·lador mestre, que permet desfer-se de l’ús d’un autotransformador. El circuit generador es mostra a la figura 7.
Figura 7
El generador es fa al segon disparador del xip DD3, en el diagrama es designa DD3.2. La freqüència està establerta pel condensador C1, la freqüència està controlada per una resistència variable R2. Juntament amb el control de freqüència, també canvia la durada del pols a la sortida del generador: quan la freqüència es redueix, la durada disminueix, de manera que la tensió dels enrotllaments del motor baixa. Aquest principi de control s’anomena modulació d’amplada de pols (PWM).
Al circuit d’aficionats que s’està considerant, la potència del motor és petita, el motor s’alimenta amb polsos rectangulars, de manera que el PWM és força primitiu. En realitat convertidors de freqüència industrials PWM d’alta potència està dissenyat per generar tensió gairebé sinusoïdal a la sortida, tal com es mostra a la figura 8, i per realitzar treballs amb diverses càrregues: a parell constant, a potència constant i a càrrega del ventilador.
Figura 8. La forma del voltatge de sortida d’una fase d’un inversor trifàsic amb PWM.
Potència part del circuit
Els chastotniks de marca moderna tenen una producció Transistors d’energia MOSFET o IGBTespecialment dissenyat per al funcionament en convertidors de freqüència. En alguns casos, aquests transistors es combinen en mòduls, la qual cosa millora el rendiment de tota l'estructura. Aquests transistors es controlen mitjançant microcircuits especialitzats. En alguns models, els controladors estan disponibles integrats en mòduls de transistor.
Actualment, els xips i transistors més comuns són International Rectifier. En l'esquema descrit, és molt possible utilitzar els controladors IR2130 o IR2132. En un cas d'aquest xip, hi ha sis controladors alhora: tres per a la clau inferior i tres per a la superior, cosa que facilita el muntatge d'un estadi de sortida del pont trifàsic. A més de la funció principal, aquests controladors també contenen diversos addicionals, per exemple, protecció contra sobrecàrregues i curtcircuits. Podeu trobar informació més detallada sobre aquests controladors a les descripcions tècniques de les fitxes de dades dels xips respectius.
Amb tots els avantatges, l’únic inconvenient d’aquests microcircuits és el seu preu elevat, de manera que l’autor del disseny va ser d’una manera diferent, més senzilla, més barata i alhora viable: es van substituir microcircuits de controladors especialitzats per xips de temporitzador integrats КР1006ВИ1 (NE555).
Claus de sortida dels temporitzadors integrats
Si tornem a la figura 6, podem veure que el circuit té senyals de sortida per a cadascuna de les tres fases, designades com a “H” i “B”. La presència d’aquests senyals permet un control separat de les tecles superior i inferior. Aquesta separació permet crear una pausa entre la commutació de les tecles superior i inferior mitjançant la unitat de control, en lloc de les tecles en si, tal com es mostra al diagrama de la figura 3.
La disposició de les claus de sortida mitjançant microcircuits KR1006VI1 (NE555) es mostra a la figura 9. Naturalment, per a un convertidor trifàsic es necessitaran tres còpies d’aquestes claus.
Figura 9
Com a controladors de les tecles superior (VT1) i inferior (VT2), s’utilitzen els microcircuits KR1006VI1, que s’inclouen segons l’esquema de disparador de Schmidt. Amb la seva ajuda, és possible obtenir un corrent de porta d’impuls d’almenys 200 mA, cosa que permet obtenir un control prou fiable i ràpid dels transistors de sortida.
Els xips de les claus inferiors DA2 tenen una comunicació galvànica amb l’alimentació + 12V i, en conseqüència, amb la unitat de control, de manera que s’alimenten des d’aquesta font. Els microxips de les claus superiors es poden alimentar de la mateixa manera que es va mostrar a la figura 3 mitjançant rectificadors addicionals i bobinatges separats al transformador. Però en aquest esquema s'utilitza un mètode nutricional diferent, anomenat "ràpid", el significat següent. El microcircuit DA1 rep energia del condensador electrolític C1, la càrrega del qual es produeix a través del circuit: + 12V, VD1, C1, un transistor obert VT2 (a través dels elèctrodes, el desguàs és la font), "comú".
En altres paraules, la càrrega del condensador C1 es produeix mentre el transistor de clau inferior està obert. En aquest moment, el terminal menys del condensador C1 és gairebé curtcircuitat al fil comú (la resistència del desguàs obert - secció font de potents transistors d'efecte de camp és de mil·lèsimes d'Ohm!), Cosa que fa que es pugui carregar.
Amb el transistor VT2 tancat, el díode VD1 també es tancarà, la càrrega del condensador C1 s’aturarà fins a la propera obertura del transistor VT2.Però la càrrega del condensador C1 és suficient per alimentar el xip DA1 mentre el transistor VT2 està tancat. Com és natural, en aquest moment, el transistor de la clau superior està en estat tancat. Aquest esquema de claus d'alimentació va resultar ser tan bo que s'aplica sense canvis en altres dissenys amateurs.
En aquest article només es parlen dels esquemes més senzills d'inversors trifàsics amateurs en microcircuits d'integració petita i mitjana grau, amb els quals va començar tot, i fins i tot es pot considerar tot des de l'interior mitjançant el circuit. Es fan dissenys més moderns utilitzant microcontroladors, sovint sèries PIC, programes que també han estat publicats reiteradament a les revistes de ràdio.
Les unitats de control de microcontroladors segons l'esquema són més simples que en microcircuits de grau mitjà d'integració, tenen funcions necessàries com arrencada suau del motor, protecció contra sobrecàrregues i curtcircuits i alguns altres. En aquests blocs, tot s’implementa a costa de programes de control o com s’anomenen “firmware”. La unitat de control d’un inversor trifàsic dependrà precisament d’aquests programes.
Circuits força senzills per a controladors inversors trifàsics es publiquen a la revista Radio 2008 núm. 12. L'article s'anomena "L'oscil·lador mestre d'un inversor trifàsic". L’autor de l’article també és l’autor d’una sèrie d’articles sobre microcontroladors i molts altres dissenys. L'article presenta dos circuits simples sobre microcontroladors PIC12F629 i PIC16F628.
La freqüència de rotació en ambdós esquemes es canvia pas a pas amb l'ajuda de commutadors d'un pol, que és bastant en molts casos pràctics. També hi ha un enllaç on podeu descarregar el "firmware" preparat, i, a més, un programa especial amb el qual podeu canviar els paràmetres del "firmware" a la vostra discreció. També és possible el funcionament del generador "demo". En aquest mode, la freqüència del generador es redueix en 32 vegades, la qual cosa permet utilitzar visualment els LED per observar el funcionament dels generadors. També proporciona recomanacions per connectar la unitat d’alimentació.
Però, si no voleu participar en la programació de microcontroladors, Motorola ha llançat un controlador intel·ligent especialitzat MC3PHAC, dissenyat per a sistemes de control de motors trifàsics. Sobre la seva base, és possible crear sistemes econòmics d’un accionament trifàsic regulable que conté totes les funcions necessàries per al control i la protecció. Aquests microcontroladors s’utilitzen cada cop més en diversos electrodomèstics, per exemple en rentaplats o refrigeradors.
Completat amb el controlador MC3PHAC és possible utilitzar mòduls de potència fora de la plataforma, per exemple IRAMS10UP60A desenvolupat per International Rectifier. Els mòduls contenen sis interruptors de potència i un circuit de control. Per obtenir més detalls sobre aquests elements, consulteu la documentació de la fitxa de dades, fàcil de trobar a Internet.
Boris Aladyshkin
Consulteu també a electro-ca.tomathouse.com
: